Szum rezystora 1kΩ to 4 nV/√Hz. Dla rezystorów o innej wartości wyliczamy pierwiastek rezystancji i odnosimy do tego. Np. dla 100kΩ to będzie √100 = 10 ⋅ 4 nV/√Hz = 40 nV/√Hz. To oczywiście przybliżenie dla normalnej temperatury itp.

Szumy dodaje się nie bezpośrednio, a dodając ich kwadraty i pierwiastkując całość (jak moduł wektora).

Wzmacniacz operacyjny w konfiguracji nieodwracającej / odwracającej.

Szum rezystora w pętli sprzężenia (podłączonego do wyjścia wzm. op.) wchodzi bezpośrednio w skład szumu wyjściowego. Szum drugiego rezystora (podłączonego do masy i wejścia wzm. op.) musimy pomnożyć przez wzmocnienie układu.

Szum napięciowy wzmacniacza z karty katalogowej mnoży się przez wzmocnienie układu.

Szum prądowy wzmacniacza przeliczamy na napięcie odłożone na równoległych obu rezystorach, następnie mnożymy przez wzmocnienie układu.

Przykład:

(https://www.researchgate.net/figure/Example-non-inverting-Op-Amp-circuit_fig3_283082955)

Dane:

• MCP6002, R2 = 100kΩ, R1 = 1kΩ
• Wzmocnienie = 101.
• Noise figure: e_ni = 28 nV/√Hz; i_ni = 0.6 fA/√Hz (https://ww1.microchip.com/downloads/en/DeviceDoc/MCP6001-1R-1U-2-4-1-MHz-Low-Power-Op-Amp-DS20001733L.pdf)

Składowe szumu wyjściowego:

• Od rezystora R2: √100 = 10; 10 ⋅ 4 nV/√Hz = 40 nV/√Hz
• Od rezystora R1: 4 nV/√Hz razy wzmocnienie czyli 404 nV/√Hz
• Od szumu napięciowego wzmacniacza: 28 nV/√Hz ⋅ 101 = 2828 nV/√Hz
• Od szumu prądowego wzmacniacza: R1||R2 ≅R1 = 1kΩ. 1kΩ ⋅ 0.6 fA/√Hz = 0.6 pV/√Hz i jeszcze razy wzmocnienie ≅ 60 pV/√Hz = 0.06 nV/√Hz.

Suma: √(40²+404²+2828²+0.06²) = 2857 nV/√Hz. Wyznaczyliśmy szum wyjściowy. Szum wejściowy wyznaczymy dzieląc przez wzmocnienie, czyli 2857 nV/√Hz / 101 = 28.3 nV/√Hz.

Jak widać, na poziom szumu w tym układzie główny wpływ ma szum napięciowy wzmacniacza. MCP6002 nie jest wzmacniaczem niskoszumnym, a low-power. Możnaby jeszcze dwukrotnie zwiększyć rezystory R1 i R2, co niewiele pogorszy charakterystykę szumową, a zmniejszy pobór prądu. Przy projektowaniu wzmacniaczy niskoszumnych należy wybrać odpowiednie układy, oraz stosować mniejsze rezystancje w układzie, aby nie pogarszać parametrów wzmacniacza.

Procesor STM32F103C8T6 z rdzeniem ARM^®Cortex^®-M3 mogącym pracować z taktowaniem do 72MHz. 20KB SRAM i 64KB FLASH są zaletami, ale brak FPU w tej serii poważnie zmniejsza wydajność obliczeniową dla FFT, które zwykle wykorzystują typ danych float.

Uwaga 1: W tych eksperymentach nie jest wykorzystywany ADC – sample są generowane przez zdefiniowaną funkcję.

Uwaga 2: Wykorzystałem bibliotekę https://github.com/leeshineSZ/fft_for_stm32 – w razie jakby zniknęła z sieci, załączam:

fft_for_stm32-master

Uwaga 3: Do pomiarów wydajności wykorzystuję timer TIM1 w roli zwykłego timera/licznika. Okres ustawiony na max, tj. 65535. Prescaler na 1000. Ponieważ zegar trafia z linii APB2, to w moim przypadku daje to 72MHz na wejściu, po prescalerze 72KHz. Daje to (1/72KHz) 13,89us na pojedynczą inkrementację licznika. Wystarczy zerować rejestr licznika TIM1->CNT przed pomiarem, i odczytać rejestr po zakończeniu pomiaru, a potem przemnożyć przez 13,89us, żeby otrzymać czas potrzebny na wykonanie obliczeń.

Najpierw sprawdzałem, ile zajmuje mnożenie liczb float, a dokładniej zmiennej przez stałą. Jest to ok 3,43us, wliczając obieg pętli for.

Obliczenia FFT dla tablicy 128 próbek zajmują 6,5ms. Do tego trzeba doliczyć wyliczanie modułów liczb zespolonych – kolejne 0,93ms. Łącznie 7,43ms.

Daje to ok. 134Hz częstotliwości aktualizacji widma. Jest to tylko 128 próbek, czyli realnie 64 wartości w widmie – może wystarczyć do spektrometru na led-ach, gdzie mamy kilkanaście pasków.

Dla 1024 próbek FFT 61ms + moduł 7,4ms = 68,5ms, co daje częstotliwość odświeżania 14,6Hz – dosyć mało jak na wizualizację „real time”.

Wniosek 1: Częstotliwość próbkowania jest niezależna od ilości próbek, jakie bierzemy do analizy.

Wniosek 2: Więcej próbek – znacznie więcej czasu na obliczenia. Warto tą kwestię najpierw przemyśleć, bo zmiana nie ogranicza nam pasma, jedynie rozdzielczość.

Wniosek 3: Nie zastosowałem tu okien, co powoduje, że np. w widmie fali prostokątnej ciężko się jest jej doszukać – kolejne prążki szybko gasną, zwłasza jak nie „trafimy” z częstotliwością.

Wniosek 4: Fajnie by było wyeliminować floaty i skorzystać z np obliczeń stałoprzecinkowych.

Wniosek 5: Żeby wartości modułów odpowiadały rzeczywistości, należy ich amplitudy podzielić przez [0,5 x ilość próbek].

Wizualizacja obliczeń dla fali prostokątnej, 128 próbek i dokładnie „trafionej” (jeden cały okres):

Widać niską wartość składowej stałej i szybko malejące prążki nieparzyste – parzyste są równe składowej stałej. Nie wiem skąd ta składowa stała – jest dokładnie 64 próbek o wartości -30 i 64 próbki o wartości 30. Takiego rezultatu spodziewałbym się, gdybym miał o jedną próbkę dodatnią na plusie. Chyba że chodzi o aliasing – w końcu nie ograniczałem pasma prostokątowi.

Kod pisany w STM32CubeIDE.

Konfiguracja STM32CubeMX

W przykładzie: STM32F103C8T6, użycie TIMERA2, enkoder na pinach PA0, PA1

Zmiany w kodzie programu (main.c):

Przed główną pętlą

W pętli głównej, odczyt wartości enkodera:

Wartości uzyskiwane będą z przedziału 0 – [Counter Period] – w naszym przypadku 0 – 1000 włącznie. Po przekroczeniu wartości 1000 licznik zaczyna zliczać dalej od zera.

Nie trzeba uruchamiać przerwań, ani wykonywać dodatkowych konfiguracji.

Przykład uruchomienia na płytce Bluepill:

Enkoder podpięty pod wejścia PA0, PA1 – jak w konfiguracji.

Udostępniam projekt z kodami źródłowymi oraz binarnymi, które były używane do testów: encoder_test

W kodzie zaimplementowana jest obsługa wirtualnego portu szeregowego pod USB, oraz zmiana tempa błyskania LED PC13 w zależności od wartości licznika enkodera.

Powyższy opis w pliku PDF do wydruku: STM32 obsługa enkodera inkrementalnego

Wyświetlacz OLED 1.3″ z dystrybucji firmy Artronic – największy niewymagający zewnętrznej przetwornicy napięcia.
Dokumentacja:
Hardware: http://www.artronic.com.pl/o_produkcie.php?id=2075
Software: http://www.artronic.com.pl/pdf/pl/SH1106.pdf
Potencjalna biblioteka Arduino: https://github.com/wonho-maker/Adafruit_SH1106
Biblioteka Eagle 7.1.1:
oled_artronic
Footprint w 2 wersjach – „płaskiej”, oraz ze slotem w PCB i taśmą lutowaną od spodu płytki.
Uwaga: biblioteka (jeszcze) nie sprawdzona w praktyce!

Po zaznaczeniu, w pasku poleceń wpisujemy:
move (>0 0) (23 45)
Gdzie 23 – to wartość przesunięcia w osi X, 45 to wartość przeunięcia w osi Y. jednostki takie, jak wybrane w oknie „View->Grid…”.

Najtańsza płytka: stm32f103c8t6 (72MHz, USB device, 2 kwarce 8MHz i 32KHz, 64KB Flash, 20KB RAM, 2xADC; nie ma: DAC, FPU, EEPROM, )

Programator : ST-Link V2

Wyświetlanie Float przez printf:

Bug w STM32CubeMX w wersji 4.20.0, przy ustawieniu HSE – zewnętrznego kwarcu

W pliku main.c jest:

Powinno być:

źródło: https://community.st.com/thread/39340-bug-cubemx-v420-rcc-initialization-fail-with-hse-selected
 

źródło: http://www.avrfreaks.net/forum/atmel-studio-61-evk1100-dfu-usb-programming

Klikamy w Menu Tools -> External Tools i uzupełniamy pola:
Title:

FLIP

Command:

C:\Program Files (x86)\Atmel\Flip 3.4.7\bin\Batchisp.exe

Arguments:

-device atxmega256a3bu -hardware usb -operation erase f memory flash blankcheck loadbuffer "$(TargetPath)" program verify start reset 0

Initial directory:

$(TargetDir)

Zaznaczamy opcję „Use Output window”
Klikamy OK.

Najlepiej dodać sobie tak utworzony skrót do paska narzędzi. Menu View -> Toolbars -> Customize…
Przechodzimy na zakładkę Commands, wybieramy pole Toolbar, z listy rozwijanej preferowany przez nas pasek narzędzi.
Klikamy przycisk „Add Command…” i szukamy w kategorii Tools pozycji „External Command 1”

Trzeba pamiętać, że przed załadowaniem programu musimy ręcznie uruchomić bootloader poprzez zwarcie odpowiedniego pinu do masy i reset mikrokontrolera.

Niestety nie ma możliwości, aby Atmel Studio sam przekazywał w parametrach wywołania programu Flip typ mikroprocesora.